驅動變壓器的恢復

在驅動晶體管Q2導通期間的開始部分，D1和S2將導通，但是當Q1已經關斷并且基-射結間的恢復電流已經變為零的時候，在繞組P的電壓通過R1使D1和S2反偏關斷所有繞組在開始時都變為負，同時在繞組P2中會形成電流，使磁心復位到負飽和狀態。

在飽和狀態，流過Q2和P2的電流只通過電阻R1進行限流，所有繞組上的電壓都為零，同時電路也復位到準備狀態，從而給下一個導通周期做準備。

S1和S2之間應該只有非常少量漏感的要求，似乎與變壓器原邊-副邊之間的隔離以及漏電距離的要求有矛盾，在離線開關電源適配器應用中，T1用來作為一個原邊一副邊之間的電路隔離，變壓器需要比只對功率有要求的變壓器大一些。

寬范圍比例驅動電路

如圖所示電路中，如果它的輸入電壓和負載的范圍都較大，那么它將會有些局限性，具體敘述如下。

當輸入電壓很低時，工作周期將會變大，同時Q1的導通時間會遠超過整個通斷時間的50%，甚者，如果負載范圍內允許的較輕負載較小，那么為了保持導通，輸出濾波器網絡中的L就必須足夠大。在這種條件下，調整管的集電極電流小而導通時間長。

在這個長導通期間內，驅動變壓器T產生磁化電流，因為繞組S1兩端出現了恒定的Q1基射電壓Vbe。由于在此期間驅動變壓器是一個電流變流器，因此該磁化電流是輸出電流的一部分。所以這個預期的比例驅動的比值在整個長導通期間內并不是保持不變。在此期間的結束部分，驅動能力下降。為了減少它的影響，要求驅動變壓器T有大的電感值。

 但在導通期間結束時，Q必須要在余下的短關斷期間復位驅動變壓器的磁心。為了達到快速復位，繞組P2中每匝繞組的電壓要大。這就要求要么選用P2匝數少且采用大復位電流的方法，也可選用大的輔助電源適配器電壓。無論用哪種方法，在R1上將會產生較大的功耗。

因此，必須在電感匝數與輔助電壓之間做出折中的選擇，這在高頻情況下，電感匝數與輔助電壓之間是很難針對寬范圍的控制做出優化的，而在圖1。16。2中的電路可以解決這個矛盾。

在圖的電路中，當Q2關斷時，電源適配器通過R1和Q對C1快速充電，Q3通過其基極驅動回路P2、D2和R2強行導通。在Q2關斷和Q1導通時，所有繞組同名端的極性都為正。

導通工作過程（寬范圍比例驅動電路）

當Q2導通時，P2上電壓反向，由S1、P1傳遞過來的變換電流在由C1、P2和Q2組成的低阻回路中流動。之后所有繞組上的電壓都將迅速反向，就使得Q1關斷，同時Q也關斷。因此當磁心復位和C1放電時，電源適配器只會在電阻R1上形成一個小電流，在這里R1的值要比前面圖中R1大得多。

如果Q2在一段長時間內導通而C1也完全放完電，那么D將引起“儲能輪”效應，這會阻止P2上的電壓反向超過二極管壓降。匝數比例應該滿足這樣的要求：在上面所說的情況下，Q1不會變為導通。較后磁心將會恢復到一個由R1上電流定義的復位點。

關斷工作過程（寬范圍比例驅動電路）

當Q2關斷時，由于反激作用所有繞組的同名端將變為正，同時Q1導通。來自P1和S1的再生驅動為Q1和Q3的導通及對C1的快速充電提供持續驅動。這種狀態將一直持續到Q2再一次導通，即完成一個周期。這種電路形式的優點就是磁心可以通過一個高的輔助八字尾電源適配器電壓迅速復位，而不會在R1和Q2上形成過度的損耗。

在這個電路中，變壓器與復位要求之間的矛盾得到了大大的緩解。但是電感應該足夠大，限制磁化電流處在一個可以接受的范圍內。還要有足夠大的驅動來保證電路在所有的情況下都能正確地開關工作。如果允許驅動變壓器中磁化電流分量超過集電極電流，那么正反饋將消失。

帶有高壓晶體管的比例驅動

如果Q1是一個高壓晶體管，那么為了得到穩定有效的工作，應該對基極驅動電流的形狀有所要求。

圖中的高壓品體管驅動電路進行了適當修改，由L、R3、R4、D2和C2組成基極驅動波形形成電路。